第四章 测量仪器——定向耦合器与矢量网络分析仪
载阻抗及各种传输元件的输入输出阻抗与所用传输线系统的特性阻抗相匹配, 使传输系统处于行波状态, 避免反射和驻波的产生。用于表示匹配程度的特性参数主要是用电压驻波比S(VSWR),或者用反射系数模值Γ、回波损耗L R 来表示。采用定向耦合器组成的微波反射计, 可以将传输线上由被测负载引起的反射波和入射波分离开来, 以便比较它们的大小和相位(需加辅助措施),从而确定被测负载的反射系数, 或换算出电压驻波比及输入阻抗。典型示意图如图4.2所示[19]。使用该法要求定向耦合器的耦合度较强,方向性尽量高。该法造价低, 经济实用, 故作为一般通用测量设备是较为可行的。
图4.2 定向耦合器组合成的反射计
4.2 矢量网络分析仪
4.2.1 矢量网络分析仪简介
矢量网络分析仪是全面测定网络参数的一种仪器。随着扫描信号源和取样变频器的解决，使网络分析仪得到迅速发展。到六十年代将计算机应用于测量技术，出现了很多方便测量网络参数装置——矢量网络分析仪VNA（Vector NetworkAnalyzer）[24]。
VNA是一种多功能的测量装置，它既能测量反射和传输参数，也能自动转换为其它需要的参数；既能测量无源网络，也能测量有源网络；既能点频测量，也能扫描测量；既能手动测量，也能自动测量，既能示波显示，也能打印输出。还能将频域转换到时域，进行时域测量[26]。
随着电子技术的迅速发展，在无线电领域里越来越多的采用微波晶体管放大器、特别是场效应管放大器，而晶体管放大器和场效应管放大器等微波元器件的设计和调试、测量，大多采用散射参数，比如双端口网络有S11，S21，S12和S22四个参数，一般都是复数量。矢量网络分析仪正是直接测量这些参数的一种仪器，又能方便的转换为其它多种形式的特征参数。因此矢量网络分析仪大大扩展了微波测量的功能和提高了工作效率。
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由VNA采用点频步进式“扫频”测量，因而能逐点修正误差，是扫频测量精度达到并超过手动测量的水平。因此，VNA既能实现高速、宽频带测量，又能达到一般标准计量的精确度。
目前矢量网络分析仪分单端激励和双端激励两种，单端激励矢量网络分析仪经过一次校正后只能测量被测网络S11和S21两个参数，要测量S12和S22参数就必须把被测网络调向重新校正后再测量。这种矢量网络分析仪用的误差校正模型是传统的6项误差模型。而双端激励矢量网络分析仪经过校正后可以直接将S11，S21，S12和S22四个参数测量出来。这种矢量网络分析仪用的误差校正模型是传统的12项误差模型。本文研究的误差模型和校正理论都是针对这种双端激励矢量网络分析仪，所以下面将针对这种网络分析仪原理进行详细说明。 4.2.2 矢量网络分析仪系统的误差
在S参数[24]测试系统中，使用定向耦合器及开关等微波部件。这些微波部件的性能经常是不理想的，例如它们的端口阻抗不是理想匹配的50Ω，而是有一定的失配；这些部件对传输的信号有一定的衰减和相移，而且衰减量和相移又是随频率而变化的。又比如定向耦合器的隔离度也不是理想的无限大，一般只能达到40dB左右。
根据定义，网络的S参数只有在完全匹配的系统中测量，测量结果才是准确的。然而，用含有上述微波部件的测试系统测出的S参数结果中，包括了系统本身的频响特性和端口特性的影响，即存在着测量误差[29,30]。
1．方向性误差D(directivity error)
反射测量时，激励信号的流向如图4.3所示。在定向耦合器的耦合臂，S11A是经DUT端口反射的信号，是有用信号。但实际的定向耦合器并不理想，由定向耦合器原理可知方向性D＝S32/S31，并不为零，因而在测量的信号中有一小部分在经DUT反射之前便通过定向耦合器的隔离口泄漏到了耦合口。这样，在耦合口的信号中便包含了漏过去的部分，这就给S11A的测量引进了误差。对于一般的定向耦合器，这部分误差约在－40dB左右。
图4.3 方向性误差
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在实际测量中，在DUT和定向耦合器之间经常要加接转换接头。在实际测量中，在DUT和定向耦合器之间经常要加接转换接头。例如定向耦合器采用APC－7平接头，DUT采用SMA型接头，这时就需要在定向耦合器和DUT之间加接APC－7到SMA的转换接头，如图4.4。这种转换接头也不是完全匹配的。
图4.4 转换街头产生方向性误差
驻波比也有一定的指标，一般为1.06，即反射系数为0.03。它的接入使信号在到达DUT之前就被反射了，这样，在S11A的测量中又增加了误差。
上述未经DUT反射而直接进入定向耦合器耦合口的部分信号统称为方向性误差，该误差是由于定向耦合器的方向性或连接部件的失配造成的。
2．频率响应误差TR(frequency response error)
在图4.4中，如果把DUT换成一个短路器，这时看到的系统频响轨迹并不是一条很平的直线，而是在直线上下有若干波纹，这些波纹就是由功率分配器、定向耦合器、转换接头及测试电缆等部件的频率响应特性造成的频响误差，它们也给S11A的测量带来影响。频响误差也称频率跟踪误差，是随频率而变的复系数。
3．源失配误差MS(source math error)
实际的S参数测量系统并不是理想匹配的，反射测量时，从DUT向信号源方向看去的等效源反射系数也不会完全等于零。这样，出DUT反射的信号中有一部分信号会在DUT和信号源之间来回反射，使S11A的测量产生误差，如图4.5。
图4.5 源失配误差
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测试信号第一次经DUT反射，在耦合臂得到S11A，这是待测量。如果等效源反射系数MS不为零，则会有一部分信号经信号源反射又返回DUT，再经过DUT的第二次反射而生成S11AMsS11A，即图4.5中的MsS211A。此不断地来回反射还会生成S11A（MsS11A）2，S11A（MsS11A）3，?这就是源失配误差。源失配误差对测量结果的影响，第一项起主要作用表现为MS和S211A的乘积，因而在S11A较大时，该项误差会变得很突出，成为主要误差。
通过分析可知，由DUT向信源方向看去的等效源反射系数 Ms?S22?S21S32 （4.1） S31 式中的身S22，S21，S32，和S31为定向耦合器的S参数。由上式可以看出，等效源反射系数只和定向耦合器的S参数有关，而和信号源无关。因此，选用输出端口匹配良好和方向性很高的定向耦合器作为反射信号取样器，可以便取比值系统的等效源反射系数的幅值减至很小，即可以大大改善信号源的匹配性能[21]。 4.2.3 反射参数测量系统的误差模型
上面详细地讨论了反射参数测量中存在的各项系统误差，只有正确地表示出它们对测量结果的影响，才能在测量中加以扣除。这就需要建立误差模型(errormodel)。将系统中的误差用流图表示出来即为误差模型，反射参数测量时用流图表示的误差模型如图4.6。图中的S11A为DUT的实际反射系数，为待测量，D，TR和MS为系统误差，S11M为测量值。
图4.6 反射参数测量误差模型
由Mason法则，可以写出
S11M?D?S11A(1?TR) （4.2）
1?MsS11A可见，只要设法求出上式中的D，TR和MS，就可以根据测量值S11M求出真值S11A。测量值S11M和DUT的实际反射系数身S11A之差
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?S11?S11M?S11A?D?S11A(1?TR)?S11A1?MsS11A （4.3）
?D?S11A(1?TR)(1?MsS11A?(MsS11A)2忽略高次项，可得
2 ?S11?D?S11ATR?MSS11 A （4.4）
当DUT的反射系数较小时，方向性误差的影响是主要的；当DUT的反射系数较大时，源失配误差则成为影响测量精度的主要因素[21]。 4.2.4反射参数测量时系统误差的确定及修正
反射参数测量时，误差模型仍如图4.6所示，图中的S11M为实际测量时得到的数值，它是DUT的实际反射系数S11A和3个系统误差的函数，我们的目的是设法求出S11A，为此首先要求出3个误差。
可以先用3个反射系数已知的校准件依次代替DUT进行测量，这样就可以得到3个方程，由此方程组可以解出3个误差。
在微波测量中，这样的校正件一般可以选用匹配负载、开路器和短路器。 用一个匹配负载代替DUT进行测量，测量值为M1，匹配负载的反射系数为0，因而有
M1?D?0(1?TR) ?D （4.5）
1?Ms用一个短路器代替DUT进行测量，测量值为M2，短路器的反射系数为-l或1∠180°，因而有
M2?D?(?1)(1?TR)(1?TR) （4.6） ?D?1?(?1)Ms1?Ms用一个开路器代替DUT进行测量，测量值为M3，短路器的反射系数为l或1∠0°，因而有
M2?D?(?1)(1?TR)(1?TR) （4.7） ?D?1?(?1)Ms1?Ms 联立求解上述3个方程，得到3个系统误差为
D?M1 TR?2(M1?M2)(M3?M1) （4.8）
M3?M2M3?M2?2M1M3?M231
Ms?
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