GSM／EDGE基站系统直接中频数字化接收机

GSM／EDGE基站系统直接中频数字化接收机

张予

【摘要】介绍了GSM／EDGE兼容的基站系统直接中频数字化接收机的结构，分析了系统的灵敏度，阐述了中频数字化的原理以及相关的模拟／数字变换器的重要指标，并给出了高速数字信号处理的实例。

关键词：GSM；EDGE；模拟／数字转换器；数字下变频器；软件无线电

一、前 言

GSM蜂窝移动通信系统发展到今天已经取得了很大的成功。其用户数量激增并且遍布全球各地，市场占有率也相当大。随着用户对高速数据业务、多媒体和视频业务的需求，使得GSM网络不断的发展、演变和完善，这种演变是以GSM网络为核心的。首先，在现有的GSM网络上做一些改进，演变为能承载GPRS（General packet radio service）业务实体的GPRS网络，其数据传输速率达到144kbit／s；其次，在现有的GSM网络上做进一步的改进，演变为EDGE（Enhanced Data rates for GSM Evolution）网络，伴随着系统由GSM网络演变为EDGE网络，系统的调制方式将由GMSK调制变为8PSK调制，其数据传输速率可达384kbit／s，可与3G WCDMA相媲美。从系统的硬件实现上，满足向后兼容的设计是必要的，因为这样可以在同一硬件平台只升级或改变系统的软件来实现系统的升级或模式改变，这就是软件无线电的思想。在工程上就是尽可能的用数字化可编程器件代替模拟器件以增大其灵活性。随着数字技术和微电子技术的迅速发展，数字信号处理器（DSP）等可编程器件的运算能力在成倍的提高，同时模拟／数字转换器ADC的性能和速度也在飞速的提高，这就使得直接中频数字化处理成为现实。虽然亦有对上千MHz的射频信号进行直接数字化处理的模拟／数字转换器，但是现在较为有利和成熟的还是在数百MHz的中频段进行数字化处理。下面就GSM／EDGE兼容的直接中频数字化接收机作一探讨。

二、GSM基站接收系统直接中频数字化接收机结构

GSM基站的接收系统一般都采用超外差接收机，是一种模拟电路和数字电路的混合型系统结构。在模拟中频部分用一级中频取代了传统的两级中频；载波解调采用模拟中频正交解调获得基带的I和Q模拟信号；基带信号的处理采用ADC—DSP结构，其基本框架结构见图1。

天线感应的射频信号经过双工器的带通滤波、低噪声放大（LNA）、混频产生中频信号（几百MHz）；对中频信号的处理包括放大、滤波、增益控制放大AGC、滤波和放大；然后进行模拟信号正交解调输出正交的基带I、Q模拟信号；最后对基带信号进行滤波、放大和ADC模／数转换得到数字信号，送入DSP进行数字信号处理。在这种接收机中为了满足GSM网络的规范对信道外强信号抑制的要求，在中频部分使用了两级声表面波SAW滤波器以加强对邻信道信号的衰减；为了满足接收机对动态范围的要求，在中频部分采用快速AGC增益控制，实现这种AGC增益控制要在中频部分增加增益控制放大器、接收信号强度RSSI检测及相应的控制电路等，这种电路繁琐而复杂，不仅成本高而且性能亦难以保证。随着大规模集成电路技术的巨大发展，模拟／数字转换器ADC的性能大大提高，完全可以实现对数百兆的模拟带通中频信号的模拟／数字转换，即直接中频数字化。直接中频数字化接收机基本框架结构见图2。

天线到中强频部分的处理与图1基本相同，所不同的是此处中频部分去掉了增益控制放大器和相应的信号度检测及控制电路，因此电路结构简明。图2所示框图中的数控可变增益放大器，直接受控于后级的数字信号下变频器，其作用是为了扩展模拟／数字转换器ADC的动态范围。ADC采样得到的高速数字流先经数字信号下变频器处理，然后再送到通用的DSP做基带处理。数字信号下变频器的主要作用是实现中频数字解调、数字滤波和抽取等功能（详细功能在后面讨论）。

三、中频高速模拟／数字转换

1．采样定理的应用

对时域连续模拟信号的采样方式有许多种，在此简要说明对于低通型信号和带通型信号的采样原理。如果连续信号f（t）的频谱限制在0～B之间，则最低采样率fs≥2 B，fs称为奈奎斯特频率（Nyquist Frequency）。图3显示低通信号被采样后的频谱，从图中可以看出，当fs＜2 B时采样后的信号频谱发生混叠，形成折叠噪声，这是要避免的。当fs＝2 B时虽然采样后的信号频谱没有发生混叠，但不存在防卫带因而对接收滤波器的要求严格，所以为了滤波器实现的便利，一般留出一定的防卫带，此时的情形就是fs＞2 B。如果连续信号的频谱不是限制在0～B之间的低通信号，而是限制在f1与f2之间（f1为信号最低频率，f2为信号最高频率）的带通信号，带宽B＝f2－f1，则其最低的抽样频率fs为：

2f2/（n＋1）≤fs≤2f1/n

式中n是不大于f1/B的整数。当n＝1时，fsmin＝2 B，其它情况均大于2 B，而且对于f1/B很高的带通信号而言，无论f1是否为B的整数倍，其最低抽样率都接近于2 B。从上面的式子可以看出采样频率被分为若干个区间，由n确定。n越小，频率区间范围越大，也就是对输入信号频率或采样频率偏差要求越小。并且随着n的下降，采样频率越高，量化信号的频谱重复间距越大，对抗混叠滤波器带外抑制特性要求降低，同时处理增益亦越高，输出信噪比增加，但是后级处理的负荷增加。带通采样亦称为谐波或欠采样，当对一个信号进行欠采样时相当于此信号与采样频率的各次谐波进行混频，欠采样后的频谱就被搬移到各

Nyquist区，只要保证被采样信号的带宽不大于Nyquist采样频率的一半，就不会发生频谱混叠。图4（a）是频率为195 MHz、带宽为200kHz的模拟信号的频谱，采样速率为52 MHz，欠采样后的频谱位于13 MHz、65 MHz等处。在数字信号处理时，只对13 MHz处的频谱作处理而滤除其它处的频谱。这样对频率为195 MHz、带宽为200kHz的模拟信号进行欠采样，其实质相当于对频率为13 MHz、带宽为200kHz的信号进行过采样。这里的采样频率较高，为52 MHz，而信号的带宽较窄，为200kHz，故ADC采样后的频谱的防卫带较宽，在如此宽的频带内实现满足阻带衰减要求的滤波器是比较容易的。至此可以看出欠采样的作用有两点：第一，实现对模拟信号的量化；第二，实现混频器的作用即对信号下变频。

2．ADC器件的发展及性能分析

随着大规模集成电路技术的巨大发展，中频数字化处理的关键部件模拟／数字转换器ADC亦同步发展。其主要特征是采样的速率不断提高；输入信号的频率不断提高；输出有效位数不断提高。高性能的模拟／数字转换器在不断的推出。下面简要介绍一下美国国家半导体的模拟／数字转换器CLC5956：最高采样速率65 MSPS，输出数字信号位数12bit，输入被采样中频模拟信号频率达300 MHz，假自由动态范围（SFDR）73dBc，信噪比67dB，低功耗、满幅度输入为＋4dBm、＋5V单电源供电。

信噪比SNR是ADC的一个重要指标，理想情况下ADC的唯一误差是量化。理想的ADC的信噪比的表达式为：

SNR＝6．02 N＋1．76＋10log（fs/B）

其中N为ADC的位数。量化输出每增加1位，信噪比提高6．02dB；采样速率每提高1倍，信噪比提高3dB。量化输出位数的增加，将导致芯片制作的困难；采样频率提高到一定程度，电路设计工作也具有较大的难度。在一般情况下ADC的噪声不仅有量化噪声而且还有电路噪声、孔径效应和比较模糊等，这些因素会导致ADC的实际测量出的SNR比理想值低。

处理增益就是ADC的信噪比的最后一项，即10log（fs／B），此比值可以大大的改善ADC的信噪比，采样频率和信号带宽B的比值越大，处理增益亦越大。处理增益的获得是靠紧跟在模拟／数字转换器ADC之后的数字滤波器实现的，数字滤波器滤除噪声和杂散只留下有用的信号，因此就改善了信噪比。

四、增益分配及接收机接收灵敏度计算

表1是关于GSM网络的规范对于接收机灵敏度、最大阻塞电平等的要求。在系统设计中使用CLC5956模拟／数字转换器，采样时钟取52 MHz，输入中频信号频率为195 MHz，在此状态下其信噪比约为62dB。

从表中可以看出接收通道的最大增益为：

＋4－（－25）或29 dB

在实际应用中CLC5956是和CLC5526一起配合使用的，CLC5526为可变增益放大器，其增益调整范围为－12dB到30dB、增益步长为6 dB，即信号强时衰减之最大衰减为12dB，信号弱时放大之最大放大量为30dB。这样接收通道的最大增益为：

29－（－12）或41 dB

如果留出5dB的裕量，则接收通道的最大增益为：

41－5或36 dB

在具体电路设计中要考虑到所用器件的最大输入功率来选取总的增益和进行增益分配，以达到增益分配合理和系统的噪声性能最佳。

接收灵敏度是接收机的重要指标，对于GSM系统信道带宽为200kHz，数字处理部分必须提供必要的带宽和衰减。在满足任何速率的情况下，处理增益为：

10log（52／0．252）或23．1dB

所以，ADC满幅度加处理增益为：

62－5（裕量）＋23．1或80．1dB

若可检测信号的最小信噪比SNR为10dB，则信号可以减小70．1dB。如果－25dBm的输入信号有80．1dB的信噪比，那么可检测的最小信号为：

－25dBm－70．1dB

在这种应用中，CLC5956和CLC5526是配合成套的，对于小信号而言，可变增益放大器将提供30dB的增益，其噪声系数为5．7dB，因此可检测的最小信号为：

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