变频调速原理

变频调速的基本方式

在电机调速时，一个重要的因素就是希望保持磁通不变量?m为额定值不变。如果磁通太弱没有充分利用铁心，是一种浪费；若要增大磁通，从而导致过大的励磁电流，严重时会因绕组果然热而损坏电机。对于直流电机，励磁系统是独立的，只要对电枢反应的补偿合适，保持?m不变时很容易做到的。在交流异步电机中，磁通是定子和转子磁势合成产生的。

三相异步电机每相电动势的有效值：

·Eg?4.44f1N1kN1?m （1—1）

式中：

Eg——气隙磁通在定子每相中感应电动势有效值，单位为V；

f1——定子频率，单位为Hz； N1——定子每相绕组串联匝数； kN1——基波绕组系数； ?m——每极气隙磁通，单位Wb

由（1—1）式可知，只要控制好感应电动势和定子频率，便可以达到控制磁通的目的，因此需要考虑基频以下和基频以上两种情况。 基频以下调速

由式（1—1）可知，要保持?m不变，当频率从额定值f1n向下调节时，必须同时降低Eg使

Eg?常值 （1—2） f1即采用固定的电动势频比的控制方式。

然而，绕组中感应电动势是难以控制的，当电动势值较高时，可以忽略定子绕组的漏磁阻抗压降，而认为定子相电压U1?Ug，则得到：

U1?常值 （1—3） f1这是恒压频比的控制方式。低频时，U1和Eg都较小，定子阻抗压降所占的分量就比较显著，不能再忽略。这时，可以认为的把电压U1抬高一些，以便近似的补偿定子压降。带定子压降补偿的恒压频比控制特性曲线有补偿的如图中的b线，物补偿的如图中的a线。 Us a b

O f 1 图6-1 恒压频比控制特性 基频以上调速

在基频以上调速，频率可以从f1n往上增高，但电压U1却不能增加得比额定电压U1n还要大，最多只能保持U1?U1n。由式（1-1）可知，这将迫使磁通与频率成反比的降低，相当于直流电机弱磁升速的情况。把基频以下和基频以上两种情况合起来，可得到如图所示的异步电动机变频调速的控制特性。如果电机在不同转速下都具有额定电流，则电机都在温升允许的条件下长期运行，这时转矩基本上随磁通变化，按电力拖动原理，在基频以下，属于“恒转矩调速”的性质，而在基频以上“属于恒功率调速”的性质。

静止变频装置

从控制方式上表明，如果想满足变频调速的要求，必须同时改变电源电压和频率，而现有的交流供电电源都是恒压恒频的。因此必须通过变频装置，从而获得变压变频的电源，这样的装置称为变压变频装置（VVVF），其中VVVF的英文全称为 Variable Voltage variable frequency的缩写。最早VVVF装置是旋转变流机组，现在已经基本上让位于电力电子技术的静止变频装置。

从够结构上看，静止变频装置可以分为直接变频和间接变频两大类。间接变频装置先将工频交流电流经过整流器变成直流，然后再经过逆变器将直流变成可控频率交流，从而达到控制频率的的目的，因此又称有中间直流环节的变频装置。直接变频则是直接将工频电流一次性转换成可控频率的交流，没有中间直流换件。在实际应用中使用较多的是间接变频装置。

间接变频装置（交—直—交变频装置)

图中给出了间接变频装置的主要构成环节。按照不同的控制方式，又可分为A、B、C三种：

A.用可控整流器变压、逆变器变频的交—直—交变频装置。调压和调频分别在两个环节上进行，两者要在控制电路上协调配合。这种装置结构简单、控制方便，但是由于输入环节采用可控整流器，当电压和频率调的较低时，电网端的功率因数较小；输出环节多用晶闸管组成的三相六拍逆变器，输出谐波较大。这就是这类变频器的缺点。

B.有不控整流器整流、斩波器变压、逆变器变频的交—直—交变频装置。整流环节采用二极管不控整流器，再增设斩波器，用脉宽调压。这样虽然多了一个环节，但输入功率因数高，克服了A类的缺点。输出环节逆变不变，仍有谐波较大问题。

C.用不控整流器整流、PWM逆变器同时变压变频的交—直—交变频装置。该装置将谐波较大以及功率因数降低的不足均克服了。谐波能够减少的幅度取决于开关频率，而开关频率则受器件开关时间的限制。如果采用普通晶闸管，开关频率比普通逆变器也高不了多少，只有采用可控关断的全控式器件后，开关频率才可以大大提高，输出波形几乎可以得到非常逼真的正弦波。因而又称正弦脉宽调制（SPWM）逆变器，并成为当今最有前途的一种结构形式。

正弦脉宽调制逆变器（SPWM）工作原理

在一般的交—直—交变频器供电的变压变频调速系统中，为了获得变频调速所要求的电压频率协调控制，整流器必须是可控的，调速时必须同时控制整流器UR和逆变器UI，这样就带来了一系列的问题。主要是：（1）主电路有两个可控功率环节，相对来说比较复杂；（2）由于中间直流环节有滤波电容或电抗器等大惯性元件存在，使系统的动态响应缓慢；（3）由于整流器是可控的，使供电电源的功率因数随变频装置输出频率的降低而变差，并产生高次谐波电流；（4）逆变器输出为六拍阶梯波交变电压（电流），在拖动电机中形成较多的各次谐波，从而产生较大的脉动转矩，影响电机稳定的工作，低速时尤为严重，因此第一代电力电子器件所组成的变频装置已不能令人满意地适应近代交流调速系统对变频电源的需要。随着第二代电力电子器件（如GTO，GTR，R—MOSFET等）的出现以及微电子技术的发展，出现了解决这个问题的良好条件。1946年德国科学家提出了脉宽调制变频的思想，他们把通讯系统中的调制技术推广应用于交流变频。用这种技术构成的PWM变频器基本上解决了常规六拍阶梯波变频器中存在的问题，为近代交流调速系统开辟了新的发展领域。图（）表示PWM逆变器原理图，由图可知，这仍是一个交—直—交变频装置，只是整流器是不可控的，它的输出电压经电容滤波（附加小电感限流）后形成恒定幅值的直流电压，加在逆变器上。控制逆变器中的功率开关器件导通或断开，其输出端即获得一系列宽度不等的矩形脉冲波形而决定开关器件动作顺序和时间分配规律控制方法即称脉宽调制方法。在这里，通过改变矩形脉冲的宽度可以控制逆变器输出交流基波电压幅值，通过改变调制周期可以控制其输出频率，从而在逆变器上可同时进行输出电压幅值与频率的控制，满足变频调速对电压与频率协调控制的要求。图（）电路的主要特点是：（1）主电路只有一个可控的功率环节，简化了结构：（2）使用了不可控整流器，使电网功率因数与逆变器输出电压的大小无关而接近于1；（3）逆变器在调频时同时实现调压，而与中间直流环节的元件参数无关，加快了系统的动态响应；（4）可获得比常规六拍阶梯波更好的输出波形，能抑制或消除低次谐波，使负载电机可以在近似正弦波的交变电压下运行，转矩脉动小。大大扩展了拖动系统的调速范围，并提高了系统的性能。

SPWM逆变器的工作原理

作为SPWM逆变器，就是希望其输出电压波形是纯粹正弦波形，那么，可以把一个正弦波被分作N等分，然后把每一等分的正弦波曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的高等矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等分中点重合。这样由N等幅而不等宽的矩形脉冲所组成的波形就于正弦的半波等效。同样，正弦波的负半周也可也用类似方法。

图（b）的一系列脉冲波形就是所期望的逆变器输出SPWM波形。可以看到，由于各脉冲幅值相等，所以逆变器可由恒定的直流供电，也就是说，这种交—直—交变频器中的整流器采用不可控的二极管整流器就可以了。逆变器输出脉冲波的幅值就是整流器输出电压。当逆变器各开关器件都是在理想状态下工作时，驱动相应开关器件的信号也应为与图（b）形状相似的一系列脉冲波形，这是很容易推断出来的。

从理论上讲，这一系列的脉冲波形的宽度可以严格的用计算方法求得，作为控制逆变器中各开关器件通断的依据。但较为实用的办法是采用通讯技术“调制”这一概念，所期望的波形（这里指正弦波）作为调制波（Modulatingwave），而受他调制的信号（Carrier Wave）。在SPWM中常用等腰三角形作为载波，因为等腰三角形是上下宽度对称变化的波形，当它与任何一个光滑的曲线相交时，在焦点的时刻控制开关器件的通断即可得到一组等幅而脉冲宽度正比于该曲线函数值的矩形脉冲，这正是SPWM所需要的结果。

图（）是SPWM变频器的主电路，图中VT1~VT6是逆变器的六个功率开关器件（在这里面是GTR），各由一个续流二极管反并联，整个逆变器由三相整流器提供的恒值直流电压Us供电。图（）是它的控制电路，一组三相对称的正弦参考电压信号ura、urb、urc由参考信号发生器提供，其频率决定逆变器输出的基波频率，应在所要求的输出频率范围内可调。参考信号的的幅值也可在一定范围内变化，以决定输出电压的大小。三角载波信号ut是共用的，分别与每相参考电压比较后，给出“正”或“零”的饱和输出，产生SPWM脉冲序列波uda、udb、udo，作为逆变器功率开关器件的驱动信号。

参考信号 振荡器 uraurburcudbudouda三角波震荡器 控制方式可以是单极式，也可以是双极式。采用单极式控制时在正弦波的每半个周期内每相只有一个开关器件通或断，例如A相的VT1反复通断，图（）表示这时的调制情况。当参考电压Ur高于三角波电压Uc时，相应比较器的输出电压uo为正电平，反之则为零电平。只要正弦调制波的最大值低于三角波的幅值，由图（）的调制结果必然形成等幅不等宽且两侧窄中间宽的SPWM脉宽调制波

形uo?f(t)，负半周实用同样的方法调制后再倒像而成。

uucurO?tuouofuoUdO-Ud单极式脉宽调制方法与波形

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三相SPWM逆变器工作在双极式控制方式时的输出电压波形。其调制方法和极式相同，输出基波电压的大小和频率也是通过改变正弦参考信号的幅值和频率而改变的，只是功率开关器件的通断情况不一样。双极式控制时逆变器同一桥臂上上下两个开关交替通断处于互补的工作方式，如图所示。

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双极式脉宽控制方法与波形

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