多路输出反激式开关电源设计 - 图文(3)

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小值时使用。

MOSFET，额定电压为600V，故在VINMAX处，必须保留至少30V的裕量。此种情况下，漏极电压不能超过570V。漏极电压为VIN+Vz，于是有

VIN+Vz=242+Vz≤570 (3-5) Vz ≤570一342=228V (3-6) 需选择标准的180V稳压管。

若以Vz/VOR为函数画出上述钳位损耗曲线可发现。在所有情况下，VZ/VOR=1.4均为消耗曲线上的明显下降点。因此选择此位作为最优比。则有

VOR?VZ?0.7?VZ?0.7?180?128V (3-7) 1.45V输出二极管正向压降为0.6V，则匝比为 n?VOR128??22.86 (3-8)

Vo?VD5.615V输出电压通常需经后级线性调整器调整。此种情况下，必须使变压器提供高于输出(最终所需的15V）3~5V的电压。为线性调整器正常工作提供必要的裕量。此裕量不仅能满足调整器的最小压差，而且一般也可使其在所有负载情况下均能得到已调整的15V。然而，也有些智能的交叉调整技术使得我们可以省掉此线性调整器。尤其是在对于调整后的15V电压要求不高，或是保证输出为最小负载时。本设计中三路15V无后级调整器，可得15V输出所需匝比为128/(15+l)=8，其中假设二极管有1V压降。

根据所计算的最小和最大输入直流电压，可以算出最小和最大直流输入电流如式(3-9)和(3-10)所示：

Iin(min)?Pin73.33??0.214A (3-9)

Vin(max)342Iin(max)?Pin73.33??0.31A (3-10)

Vin(min)2403.1.3 计算脉冲信号最大占空比

当电网电压在220V?10% 范围内变化时,经全波整流后的直流输入电压最小为Vin(min)为240V，最大为Vin(max)为 342V。最大占空比计算如式(3-11)所示：

DMAX?VORVOR (3-11)

?(Vin(min)?VDS)其中VOR为反射电压，是指当功率开关管关断且次级电路处于导通状态时，次级电压感应到初级端的电压值。对于本设计所用的UC3844 器件来说，VOR?160V,本设计计算时取VOR=160V，VDS为主开关导通时 D、S 间压降，典型值为15V。

通过计算得到：

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DMAX?160?0.42 (3-12)

160?(240?15)3.1.4 估算峰值电流和纹波电流

平均电流I AVG和峰值电流I PK可由式(3-13)和（3-14）计算：

IAVG?PO55??0.31A (3-13)

?Vin(min)0.75?240 IPK?IAVG0.31??1.06A (3-14)

KRP0.7)?0.45(1?)DMAX(1?22 K RP一般取 0.4；对于 230V 的交流输入，K RP一般取 0.6。一般来讲，单片

反激开关电源工作于 CCM 连续工作模式，此时0.4?KRP?1。根据所用器件资料，本设计取KRP 为 0.7。

纹波电流计算公式如(3-15)所示：

IR?2?(IPK?代入相关数值，可得到：

IR?2?(1.06?IAVG) (3-15) DMAX0.31)?0.75A (3-16) 0.453.1.5 磁芯尺寸确定方法

设计磁性元件与特制或成品电感不同，须加气隙以提高磁心的能量储存能力。若无气隙，磁心一旦存储少许能量就容易达到饱和。

但对应所需r值，还应确保L值大小。故若所加气除太大，则必然导致匝数增多—这将增大绕组的铜耗。另外，增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。故此时必须就实用进行折中选择，通常采用如下公式(一般应用于铁氧体磁心.且适用于所有拓扑)

2?2?r?PIN Ve?0.7??cm3 (3-17)

rf其中f的单位为KHZ

设计变压器时，因需降低高颇铜耗、减小变压器体积等各种原因，通常将r

值设定为0.5左右。

由此可得

2?2?0.5?81.253 Ve?0.7??cm?7.109cm43 (3-18)

0.5100于是开始选取这个体积(或更大)的磁心。在El-40中可以找到，其等效长度和面积在它的规格说明中己给出

Ae?1.48cm2 (3-19)

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le?7.7cm (3-20) Ve?Ae?le?1.48?7.7?11.39cm63 (3-21) 稍大于所需尺寸，但刚好满足要求。 电压相关方程

LIT (3-22) NA使B与L相关联。由于给定频率的r和L表达式等效,故结合这些公式，磁通密度变化取最大值(通过r),即可得到非常有用的关于r(为MKS制单位)的电压相关方程式

B?VON?D?2? N??1??? (3-23)

?r?2?BPK?Ae?f 所以若无材料的磁导率、磁隙等信息。只要已知磁心面积Ae与其磁通密度变化范围，仍能得到所求的匝数值。对于大多数的铁氧体磁心,不管有无磁隙。磁通密度变化都不能超过0.3T。所以求解N为(此处N为np，一次绕组匝数)

2?90?2?0.36? N??1??31匝 (3-24) ???430.5??2?0.3?1.48?10?100?105V输出的二次绕组匝数为 ns?npn?31?1.356匝 (3-25) 22.86 匝数值需为整数，但若将其约等于1匝将会导致产生较大的漏感，所以一般取匝数值为

ns=2匝 (3-26)

根据相同的变比(VOR不变)

np?ns?n?2?22.86?46匝 (3-27) 15V输出绕组匝数通过计算得

15?1?2?5.714?6匝 (3-28) 5?0.6其中假定5V输出二极管有0.6V的压降,15V输出二极管有1V压降。 实际磁通密度变化范围再根据电压参数方程，解得B为

ns_AUX?VON?D?2? BPK??1???T (3-29)

?r?2?np?Ae?f但事实上并非必须使用以上方程计算。因为我们知道BPK与匝数成反比。所以如果已知31匝对应0.3T，则对应46匝的Bpk应等于(保持L、r不变)

31?0.3?0.20217T (3-30) BPK?46磁通密度的摆幅与幅值的关系为

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2r1?BPK??0.20217?0.080868T (3-32) r?22.5如果开始将磁通密度变化设定为0.3T，当二次匝数约成整数后(只进位不舍△B?2?BAC?去)，很有可能得到较小的磁通密度变化，如上所述。由此所得值不但可预期估算，而且可接受。但注意到电源电压上升或下降时，变换器继续穗压的同时，磁通密度变化范围将变得更大。这就是为何需准确设定最大的占空比和(或是)电流限制，否则变压器或电感会饱和，开关将会被损坏。具有快速电流控制和快速开关的高性价比反激变换器设计。允许峰值磁通密度变化取为0.42T。但一般实际工作磁通密度变化范围为0.3T或是更少。 磁隙

最后,必须要考虑到材料的磁导率，L与磁导率相关的方程有

L?其中z为气隙系数

z?le?μls (3-34) le1?μμ0Ae?2????NH (3-33) Z?le??2000?4π?10-7?1.48?10?41?μμ0Ae?12z???????N??6?L?le?636?105.8?10?2??2???46 ?所以

z = 21.33

最后，求解气隙长度

z?21.33?5.8?(200)l0g5.8 (3-35)

lg?0.5799mm (3-36)

由于EI-40是在两边磁柱上播入气隙，则两边的气隙垫片就必须为上述计算值

的一半，这样才能得到所需要的总气隙长度。 3.2 控制芯片选择

开关电源的控制核心是PWM控制芯片，这个芯片有很多选择。有UC184x/284x/384x三个大系列，分辨对应不同的工作温度范围，UC184x是军用的，UC 284x是工业级的，UC384x是商品级的。因此，肯定选择UC384x系列。

在同一级别里，分别有UC3842, UC3843, UC3844, UC3845四个型号，如表3-1所示。

在单端反激的结构中，由于变压器绕组的反电动势存在，作为开关管在关断时需要承受的电压为:

UDS?

Uin (3-37) 1?q10

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其中q表示占空比。

表3-1 UC384x系列芯片

型号 工作电压 10～16V 7.6～8.5 10～16V 7.6 ～8.5 最大占空比 95% 95% 50% 50% UC3842 UC3843 UC3844 UC3845 从公式（3-37）中可以看出随着占空比的提高开关管的耐压要求会变得很高。在晶体管时代（BJT）找到耐压超过800V的大功率管子是很困难的事，而网电的220在考虑20%的波动再整流滤波后会达到接近400V，在50%占空比的时候开关管的耐压要求已经达到800V，因此几乎所有的资料中对单端反激结构的占空比的设计都是45%。

UC3844相对于同系列的UC384x，最大的优点是占空比不超过50%，防止开机瞬间或负载短路时，变压器可能出现的饱和现象。这样外围只需要很少的元件就可以构建一个简单的开关电源。

PWM控制芯片UC3844的框图，如图 3-2所示：

Vcc 7(12) Vref8(14)RRRTCT4(7)电压反馈 2(3)1(1)输出比较地 5(9)Vref欠压锁定振荡器5.0V参考Vcc欠压锁定Vc7(11)输出6(10)电源地5(8)电流取样3(5)+_触发器锁存脉宽调制误差放大器括号内的数字是D后缀SO-14 封装的管脚号图3-2 UC3844的简化框图

UC3844系列是专门设计用于离线和直流到直流变换器应用的高性能，固定频率，电流模式控制器，为设计者提供使用最少外部元件的高性能价格比的解决力一案。管脚功能如表3-2所示。

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