基于UC3844通用变频器辅助电源设计(7)

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普通光电耦合器只能传输数字信号（开关信号），不适合传输模拟信号。线性光电耦合器是一种新型的光电隔离器件，能够传输连续变化的模拟电压或电流信号，这样随着输入信号的强弱变化会产生相应的光信号，从而使光敏晶体管的导通程度也不同，输出的电压或电流也随之不同。

在开关电源中，当电流流过光二极管时，二极管发光感应三极管，对输出进行精确的调整，从而控制UC3842的工作。同时PC817光电耦合器不但可以起到反馈作用还可以起到隔离作用。

图2-2 PC817内部框图

2.2.2 TL431

TL431是由美国德州仪器（TI）和摩托罗拉公司生产的2.5～36V可调式精密并联稳

压器。其性能优良，价格低廉，该器件的典型动态阻抗为0.2Ω，可广泛用于单片精密开关电源或精密线性稳压电源中，在很多应用中可以用它代替齐纳二极管。此外，TL431还能构成电压比较器、电源电压监视器、延时电路、精密恒流源等。

TL431是一个良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。外部有三极分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）、参考端（REF）。其芯片体积小、基准电压精密可调，输出电流大等优点，所以可以用来制作多种稳压器件。

其具体功能可用图2-4的功能模块示意。由图可看出，VI是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。由运放特性可知，只有当REF端的电压十分接近VI时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管，电流将从1到100mA变化。

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图2-4 TL431的功能模块示意图

在开关电源设计中，一般输出经过TL431（可控分流基准）反馈并将误差放大，TL431的沉流端驱动一个光耦的发光部分，而处在电源高压主边的光耦感光部分得到的反馈电压，用来调整一个电流模式的PWM控制器的开关时间，从而得到一个稳定的直流电压输出。

前面提到TL431的内部含有一个2.5V的基准电压，所以当在REF端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。如图2-5所示的电路，当R1和R2的阻值确定时，两者对Vo的分压引入反馈，若Vo 增大，反馈量增大，TL431的分流也就增加，从而又导致Vo下降。显见，这个深度的负反馈电路必然在Uref等于基准电压处稳定，此时Vo=(1+R1/R2)Vref。

R4V0R3R1TL431R2

图2-5 TL431的典型应用

选择不同的R1和R2的值可以得到从2.5V到36V范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2时，Vo=5V。然后要注意的是，在选择电阻时一定要保证TL431工作的必要条件，就是通过阴极的电流大于1mA 。

2.2.3 开关功率管的选择

开关功率管可选用MOS功率管或双极型功率管。双极型功率管是具有功率输出能力的双极、结型晶体管（BJT）。应有两种载流子（电子与空穴）流过晶体管，故称之为双极型，这与仅利用一种载流子的场效应管不同。目前大量使用的PNP或NPN面结型功率管均属于双极型功率管，其开关时间为微秒级，一般只能工作在几十个千赫以下。这种功率管在工作时若UCE突然跌落，管子就在极短时间内从高压小电流变成低压大电流状

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态，所呈现的负阻想象称作二次击穿。由于它存在二次击穿现象，因此只能用在安全工作区以内，这就使实际功耗必须大大低于器件的最大允许功耗。

本电路的开关功率管采用MOS 管，MOS 管具有输入阻抗高、开关速度快、通态电阻 小、高耐压、成本低廉等优点，是一种极有发展前途的新型MOS 功率器件。由于单端反 激式开关电源中所产生的反向电动势e=170V ，绕组漏感造成的尖峰电压Ul?100V ，那么U Imax + e +Ul?650V ，因此开关功率管应能承受 650V以上的高压。另外，考虑到 MOS 管的损耗分为开关损耗和导通损耗，开关损耗与开关频率有关，导通损耗与MOS 管导通 电阻Rds 有关，因此在选择开关管的时候，为了减少其导通损耗，通常选择导通电阻小的MOS 管。这里采用型号为2SK2611 的MOS 管，其漏源间能承受最高电压900V，最大漏极电流9A，最大漏极耗散功率150W，导通电阻Rds = 1.2W，完全能满足要求，但是在使用过程中必须加合适的散热器，并使用硅脂涂层。

2.3 变压器设计

变压器是开关电源的重要组成部分，它对电源的效率和工作可靠性，以及输出电气性能都起着非常重要的作用。在设计时要充分考虑转换功率容量、工作频率、主电路形式、输入和输出电压等级和变化范围、铁芯材料和形状、绕组绕制方式、散热条件、工作环境和成本等各方面的因素。而单端反激式变换电路中的变压器既有电抗器的功能又有变压器的工作特性，因而它的设计方法有它的特殊性。

如上图所示，当功率开关管受PWM脉冲激励而导通时，直流输入电压施加到高频变压器的原边绕组上，在变压器次级绕组上感应出的电压使整流二极管反向偏置而阻断， 此时电源能量以磁能形式存储在电感中；当开关管截止时，原边绕组两端电压极性反向，副边绕组上的电压极性颠倒，使输出端的整流二极管导通，储存在变压器中的能量释放给负载。

2.3.1 计算一次绕组参数

根据技术指标的要求，输入功率约为62.5W，则原边峰值电流为: Ipk=2Po/(Vin(max)Dmax)=0.23A 式中：Po为输出功率，32.2W；

Vin(max)为交流电压的最大值(经过整流后得到的直流电压的数值，取700V； Dmax为最大占空比，取0.4。

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变压器的初级电感量为:

Lp=Vin(max)×Dmax/(Ipk×f)=10.1 mH

式中：Vin(max)为交流电压的最小值经过整流后得到的直流电压的数值，取350V； Dmax为最大占空比，取0.4；

f为工作频率，UC3844的振荡工作频率由引脚4与引脚8之间所接定时电阻RT、引脚4与地之间所接定时电容CT设定。 计算公式为:

f=1/T=RTCT/0.55=1.72RTCT。 这里取f为60 kHz。

设满载时的峰值电流为Ip ，在进行短路保护时的过载电流为Is，则

IP?2Po2P02?32.2Ip???0.54A

?UIminDmax?UImin?Dmax0.85?350?0.4Is ? 1.3Ip?0.7A

在一次绕组上储存的电能为

1W??10.1?10-3?0.7?3.535?mj?

22.3.2计算磁芯参数

高频变压器的最大承受功率PM与磁芯截面积S1（单位是cm2）之间存在下述经验公式

S1?0.15PM 其中，PM的单位取W。

其中Sj=CD，C为舌宽；D为磁心厚度，Pm单位为W。现实际输出功率 Po=19.2+3+10=32.2W。设开关电源的效率η=85%

则高频变压器的额定输入功率P1=Po/η=37.9W，设计高频变压器时留出一点余量，可取Pm=50W。

则Sj=0.15

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Sj?0.1550?1.06cm2

下表给出了几组EER系列型高频变压器磁芯尺寸。

通过计算得知，EER28型磁芯的Sj?1.14?0.99?1.12cm2，符合我们所需的要求。

2.3.3 计算变压器有效体积

在单端反激式变换器电路中，变压器初级绕组只在B—H待佐曲线(磁滞回线)的一个方向上被驱动，因此，在设计时注意不要使其饱和，所选择的磁芯一定要有足够大的有效体积，通常应用空气隙来扩大其有效体积 。

传输变压器有效体积v的计算公式如下： V??0??e?ILmax?LBmax2

ILamx最大负载电流‘

L：变压器次级绕组的电感量；

?0：空气的导磁率。其值为15 ?e：所选磁芯的磁性材料的相对导磁率 Bmax：磁芯的最大磁通密度。

相对导磁率从应尽可能选得大一些，以避免由于喂制磁充尺寸和线径，以及铜损和铁损引起磁芯温升过高。

2.3.4确定一次绕组匝数N1

可由下式确定N1，R值设定为0.5，磁铁密度Bpk 怎么变化都不会超过0.3T。

2?UImin?Dmax?N1??1???

R2?Bpk?Ae?f??根据下表，我们查得数据可知，高频变压器EER28磁心有效面积Ae = 0.814cm2

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